地测量最高10 A的电流。然而，若需要测量更大的电流，则一定要使用其他方法。在负载回路中串联一个电流检测电阻并测量其两端的电压降，可以轻轻松松实现电流检测，但这种方法并非没有代价。检测电阻两头的电压应足够小，以便为负载提供最大电压，并使检测电阻的热耗散最小化；同时阻值又必须充足大，以便能够以测量检测电阻两头的电压。还有一个问题：使用示波器等设备测量电压时，如果接地线不是以地为基准，那么测量结果可能不准确。本文描述的电路有助于以

　　图1所示电路采取LTC6102和Isabellenhütte的50 µΩ分流器。负载中的电流在检测电阻R1上产生一个电压。该器件有一个反馈回路，它让电流流入-INF引脚，从而使+IN和-INS保持相同电压。因此，R1上的电压与R2上的电压相同。所以，流经R2的电流低于负载电流，降低的幅度取决于R2与R1之比。此电流流经OUT引脚，并在R3上产生一个电压，该电压能够直接进行测量。

　　*小知识：Isabellenhütte是世界上现存历史最悠久的电子公司。

　　为了避开使用大电流评估电路的性能，可以将50 µΩ分流电阻替换为1 Ω精密电阻。这样一来，电路依旧能够产生相同的输出电压，但负载电阻提升了20,000倍。此外，由于使用大值负载电阻，测试引线的阻抗就不可能影响电阻读数。负载电阻两头的电压和负载的阻值均可利用标准万用表测量，由此能够高精度地计算负载电流。

　　因此，1 Ω分流电阻两头的电压可以在不同的负载电流下进行计算，然后能够正常的使用示波器或电压表测量该器件的输出电压。图2中的表格显示了使用1 Ω、1%电阻作为分流电阻，在不同负载下测得的结果。A、B和D列的读数是利用校准的万用表测得的。C列计算方式为：将负载两端的电压（A列）除以测得的负载电阻（B列），然后乘以检测电阻。E列计算方式为：将分流电压除以150 (R2)，再乘以4990 (R3)。F列计算方式为：从测得的输出电压（D列）中减去计算得到的输出电压（E列），然后除以计算得到的输出电压。

　　图3显示了输出电压与分流电压的关系。右侧轴显示了计算的输出电压与测量的输出电压之间的百分比误差。

　　输入失调电压会给检测电阻两头测得的电压带来误差，因此检测电阻两头的电压必须明显高于失调电压。举例来说，如果检测电阻两头的电压为100 mV，电流检测放大器的输入失调电压为1 mV，那么后者将给读数带来1%的误差。分流电阻两头的电压越高，测量结果越准确，但随之而来的问题是，分流电阻的热损耗也会增加，导致负载上的电压下降。高失调电压也会限制能够精准测量的负载电流的动态范围。随着负载电流的减少，分流电阻两头的电压会变小，输入失调电压会导致误差成比例地增加。

　　该器件的输入失调电压为10 µV，对测量误差的影响非常小，因此它能确保对宽动态负载电流做准确测量。如图2和图3所示，当检测电压低于55 µV时，失调电压开始引入显著的误差。

　　图2显示，985 Ω的负载电阻产生了12.2234 mV的分流电压。与分流电压相比，输入失调电压微不足道，不会对读数误差产生一定的影响。系统现在能够直接进行校准。R3可调整，使测量电压等于计算的输出电压406.63 mV，从而消除电阻R1、R2和R3造成的误差。

　　图2显示，大电流下的误差为-0.65%，而低电流下的误差为+3.94%。通过调整R3校准系统后，低电流下的误差为+4.59%，因此现在测得的输出电压应为1.935 mV。通过计算输出电压与新的测量输出电压之间的差值，可以计算输入失调电压，如公式3所示。

　　LTC6102可以有效的进行高精度直流测量，那么其交流测量能力如何呢？降压转换器的输入电流具有较大交流成分，若要确定其效率，IC必须以高精度测量此电流。图4显示了频率响应。

　　许多DC-DC转换器的开关频率在200 kHz到500 kHz之间，图4显示在这些频率下衰减并不明显，因此当测量降压转换器的输入电流时，该器件的输出会出现纹波。然而，若在输出电阻R3两端添加一个电容，则该衰减会大幅度提升，如图1所示。

　　为了验证是否如此，将输入电压为15 V、输出电压为3.3 V的降压转换器LTC3891连接到4.3 A的负载，并在输入线.8 mΩ的分流电阻。测量分流电阻两头的电压，结果如图5所示。

　　将一个由47 Ω电阻和10 µF电容组成的RC滤波器放在检测电阻两头，并测量滤波电容两端的电压，如图6所示。这样便可在不改变分流电阻值的情况下，用万用表更准确地测量输入电流。

　　10 µF电容两端的电压测量结果为143.6 mV，因此输入电流为1.005 A。接下来测量LTC6102的输出电压。图7显示了没有0.1 µF电容情况下R3两端的输出电压。

　　使用万用表测得R3上的输出电压为4.75 V。这相当于142.79 mV的分流电压，因此分流电流为0.999 A，接近之前测量的1.005 A。有必要注意一下的是，这两个电流的百分比差异为-0.57%，与图2表格中显示的误差相似。

　　基于已知数值和测得的输出电压3.28 V，可以计算LTC3891的效率，如公式4所示。

　　使用图1所示电路。30个4.7 Ω电阻并联连接，形成一个156.6 mΩ负载。使用长10 cm、截面积10 mm2的铜线连接这些电阻。铜的电阻率(ρ)为1.68 × 10-8 mΩm，基于此可计算铜线所示。

　　因此，铜线增加的负载电阻可忽略不计。图9所示为连接到汽车电池的分流电路。使用热风枪将导线焊接到分流器上。

　　电压表连接在负载两端和LTC6102的输出两端，如图10所示。115.4 mV的输出电压对应于69.38 A的负载电流。对于10.76 V电池，计算得到的负载电流为68.68 A，因此该器件的电流测量精度为1%。

　　关于精度，需要说明的是，图1中R2的容差为5%，50 µΩ分流器也是如此。如果系统要在大电流下进行校准，则应测量每个负载电阻的阻值，以便计算有效并联电阻。一旦获得高精度的负载电阻值，便可测量负载电压，进而确定系统在大电流下工作时的真实精度。

　　从图中能够准确的看出，LTC6102提供了一种小尺寸解决方案，可以测量非常大的电流并产生以地为基准的输出。图1中使用的50 µΩ分流器最大功耗为36 W，这在某种程度上预示着该电路能高精度地测量高达800 A的负载电流。该器件的额定电压为60 V（LTC6102HV的额定电压为105 V），能够为各种应用提供出色的解决方案。